Подякувати Студентському архіву довільною сумою
Admin
26.02.2023 12:38
Дякуємо, що користуєтесь нашим архівом!
Підсилювач низької частоти.
Інформація про навчальний заклад
ВУЗ:
Національний університет Львівська політехніка
Інститут:
Інститут телекомунікацій, радіоелектроніки та електронної техніки
Факультет:
Не вказано
Кафедра:
Не вказано
Інформація про роботу
Рік:
2007
Тип роботи:
Курсова робота
Предмет:
Аналогові електронні пристрої
Група:
РТ-32
Частина тексту файла (без зображень, графіків і формул):
Міністерство освіти і науки України
Національний університет (Львівська політехніка(
Інститут телекомунікацій, радіоелектроніки та електронної техніки
КУРСОВА РОБОТА
з дисципліни (Аналогові електронні пристрої(
на тему:(Підсилювач низької частоти(
Виконав:
ст. гр. РТ – 32
Прийняв:
Шклярський В.І.
Львів, 2007 р.
Зміст
1 .Технічне завдання 3
2. Розрахунок схеми ПНЧ на дискретних елементах 3
2.1. Розрахунок схеми вихідного емітерного повторювача 5
2.2. Розрахунок схеми третього проміжного каскаду 7
2.3. Розрахунок схеми другого проміжного каскаду 10
2.4. Розрахунок схеми першого проміжного каскаду 12
2.5 Розрахунок схеми вхідного витікового повторювача 14
2.6. Розрахунок номінальних значень опорів резисторів та ємностей фільтрувальних конденсаторів в колі живлення 17
2.7. Нестабільність робочої точки 18
Повна принципова схема ПНЧ на дискретних елементах 20
Перелік елементів ПНЧ на дискретних елементах 21
3. Побудова ПНЧ на операційних підсилювачах 22
Повна схема ПНЧ на операційних підсилювачах 24
Перелік елементів ПНЧ на операційних підсилювачах 25
1 .Технічне завдання.
Вихідними даними для розрахунку підсилювача низької частоти є:
- амплітуда напруги джерела сигналу UДЖ = 2,5 мВ;
- амплітуда вихідної напруги UН = 10 В;
- опір джерела струму RДЖ = 68 кОм;
- нижня робоча частота FH = 14 Гц;
- верхня робоча частота FB = 120 кГц;
- опір навантаження RH = 440 Ом;
- ємність навантаження СН = 130 пФ;
- допустима нестабільність струму δI = 4,5%;
- діапазон зміни температури навколишнього середовища Δtº = +15º (+40ºC;
- допустимі частотні спотворення на нижній граничній частоті МНДБ = 3 дБ;
- допустимі частотні спотворення на верхній граничній частоті МВДБ = 3 дБ;
2. Розрахунок схеми.
У відповідності з (5.6) розраховуємо необхідний коефіцієнт підсилення підсилювача за напругою:
.
У відповідності з (5.7) розраховуємо необхідну кількість каскадів підсилювача, які підсилюють сигнал за напругою. При цьому враховуємо, що коефіцієнт підсилення одного каскаду не менший К1 = 50:
,
тобто у підсилювачі необхідно передбачити три каскади підсилення за напругою на транзисторах з коефіцієнтом підсилення транзисторів за струмом h21Е > 50.
У відповідності з (5.8) розраховуємо напругу живлення вихідного каскаду:
B.
Вибираємо стандартне живлення ЕЖ = +24 В. Структурна схема проектованого підсилювача матиме вигляд:
Враховуючи значення опору джерела сигналу для вхідного каскаду вибираємо схему витікового повторювача. Для першого, другого та третього каскадів підсилення вибираємо схему ввімкнення транзисторів зі СЕ, яка забезпечить необхідний коефіцієнт підсилення сигналу за напругою. Для вихідного каскаду вибираємо схему двотактного емітерного повторювача на транзисторах різного типу провідності, який забезпечить необхідну амплітуду струму в навантаженні.
Повна принципова схема підсилювача, яка відповідає розрахованій структурній схемі та вибраним схемам окремих каскадів, наведена на рис.2.1.
Для першого каскаду, виконаному на транзисторі VT1 присвоюємо індекс 1, для другого каскаду – виконаному на транзисторі VT2 – 2, для третього каскаду, виконаному на транзисторі VT3 – 3, для передвихідного каскаду - 4, для вихідного каскаду – 5 для навантаження – 6.Для усунення паразитних зв’язків між каскадами по живленню в схемі передбачено розв’язки за допомогою RC – фільтрів, які виконані на резисторах R4, R9, R14 та R19. Спад напруги на резисторах фільтрів вибирають в межах (0,1…0,2) ЕЖ. Вибираємо ЕЖ5 = 24 В; ЕЖ4 = 21 В, ЕЖ3 =18, ЕЖ3 =15, ЕЖ2 =12, ЕЖ1 =9 В.
У відповідності з рекомендаціями таблиці 5.1. розподіляємо частотні спотворення в ділянці нижніх частот між каскадами наступним чином: МН1ДБ = 0,2 дБ; МН2ДБ = 0,3 дБ; МН3ДБ = 0,4 дБ; МН4ДБ = 0,6 дБ; МН5ДБ = 1,5 дБ, тобто МНДБ = 3 дБ.
2.1. У відповідності з методикою, наведеною § 6.4 розраховуємо номінальні величини елементів та вибираємо режими роботи вихідного емітерного повторювача.
IH5 = UH/RH = 10 / 440 = 23 мА.
IК05 = (0,05...0,15) IH4 = (0,05...0,15) 23 10-3 = (1,1...3,4) мА.
Вибираємо IК04 = 3 мА.
Для вихідного каскаду вибираємо транзистори VT5 типу КТ815Б та VT6 типу КТ814Б з наступними ідентичними параметрами: UКД = 40 В, IКД = 1500 мА, РКД = 1 Вт, h21Е = 40...100, CК = 60 пФ, ( = 5500 пс, FT = 3 МГц, I0K = 50 мкА.
Розраховуємо максимальний струм бази транзистора VT5:
мА.
Розрахунок проводимо при використанні транзисторів із середньостатистичними параметрами:
.
Струм дільника базового зміщення:
(5...8)∙0,43∙10-3 = (2,15...3.44) мА
Розраховуємо номінальні значення опорів дільника базового зміщення:
=(24-0,6)/(2,15...3,44)∙10-3=(10,99...6.88) кОм.
Вибираємо R23 = R24 = 8,2 кОм.
Розраховуємо вхідний опір транзистора вихідного емітерного повторювача:
кОм.
Ом.
Ом.
RВХ5 = h11E5 || R19 = 27,5 103 || 8,2 103= 6,32 кОм.
Розраховуємо частотні спотворення вихідного емітерного повторювача на верхній граничній частоті:
кГц.
кОм.
пФ.
Коефіцієнт підсилення вихідного каскаду за напругою:
.
Необхідна амплітуда вхідного сигналу вихідного каскаду:
В.
Вихідний опір вихідного каскаду:
Ом.
Розраховуємо номінальне значення ємності розділювального конденсатора на виході:
мкФ.
Вибираємо С13 = 50 мкФ.
Розраховуємо потужність розсіювання на колекторі одного транзистора:
мВт.
РК5 = 66 мВт < РКД = 1000 мВт.
Розраховуємо потужність, яка споживається від джерела живлення:
мВт.
Розраховуємо частотні спотворення на верхній граничній частоті, які вносяться навантаженням:
МГц,
Ом,
пФ.
; МВ5ДБ = 0,00035 дБ.
Для вибору початкового режиму роботи транзисторів вихідного каскаду використовуємо діоди VД1 і VД2 типу КД503А.
2.2. У відповідності з методикою, наведеною в § 6.5, розраховуємо номінальні величини елементів та вибираємо режими роботи четвертого каскаду. Оскільки його навантаженням є п’ятий каскад, то вихідними даними для подальшого розрахунку є:
кОм;
UH4 = UВХ5 = 10,2 В.
Амплітуда струму, яку повинен забезпечити каскад у навантаженні:
=10,2/6320=1,614 мА
Струм спокою транзистора:
=(1,2...1,5)∙1,614 мА = 1.937 мА
Номінальне значення опору резистора колекторного навантаження:
=0,4∙21/1,937 мА= 4,2 кОм.
Виберемо 3,9 кОм.
Опір резистора емітерної стабілізації:
Ом.
Вибираємо R21 = 1,2 кОм.
Напруга на базі транзистора VT4 по відношенню до загальної шини:
В.
Для проміжних каскадів використовуємо транзистори типу КТ3102В з наступними параметрами: UКД = 30 В; ІКД = 100 мА; РКД = 250 мВт; h21E = 200…500 CK = 6 пФ; ( = 100 пс; FT =250 МГц; ІОК = 0,1 мкА.
Вибираємо струм спокою транзистора:
Ік0 ≈2 мА.
ІК04<IКД
Розраховуємо струм бази транзистора в статичному режимі:
Вибираємо струм дільника базового зміщення та розраховуємо номінальні значення опорів дільника:
мкА.
Вибираємо IД04 = 20 мкА.
кОм.
Вибираємо R17 = 680 кОм.
615,3 кОм.
Вибираємо R18 = 680 кОм.
Розраховуємо вхідний опір третього проміжного каскаду:
Ом,
Ом,
Ом.
кОм.
Вихідний опір каскаду:
кОм.
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
А/В.
Необхідна амплітуда вхідного сигналу:
мВ.
Частотні спотворення вихідного каскаду на верхній граничній частоті:
кГц;
Ом.
пФ.
МВ3ДБ = 6,5 дБ.
Частотні спотворення в ділянці верхніх частот значно перевищують допустимі. Зменшити частотні спотворення можна шляхом введення місцевого зворотного зв’язку за рахунок величини додаткового резистора між емітером транзистора VT4 та точкою з’єднання резистора R18 і конденсатора С11. Зменшуємо коефіцієнт підсилення четвертого каскаду до 25. При введені місцевого зворотного зв’язку коефіцієнт підсилення третього каскаду становитиме:
,
звідки:
.
Ом.
Вибираємо RE3 = 68 Ом.
Уточнюємо розрахунки, на які впливає коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
кОм.
кОм.
пФ.
У цьому випадку:
Ом.
кГц.
Частотні спотворення четвертого каскаду на верхній граничній частоті в цьому випадку становитимуть:
(МВ4ДБ = 0,936 дБ.)
Частотні спотворення четвертого каскаду на нижній граничній частоті розподіляємо між конденсаторами С10 та С11:
дБ, МНС6 = 1,035.
=4,121 мкФ.
Вибираємо 4,7 мкФ
Значення ємності блокувального конденсатора С8 в колі емітера визначається з урахуванням місцевого зворотного зв’язку за рахунок додаткового резистора RE:
мкФ.
Вибираємо C11 = 50 мкФ.
2.3. У відповідності з методикою, наведеною в § 6.5, розраховуємо номінальні величини елементів та вибираємо режими роботи третього каскаду. Оскільки його навантаженням є четвертий каскад, то вихідними даними для подальшого розрахунку є:
кОм;
UH3 = UВХ4 = 0,398 В.
Еж=18 В
Амплітуда струму, яку повинен забезпечити каскад у навантаженні:
=0,398/4071=97,76 мкА
Струм спокою транзистора вибираємо 1 мА.
Номінальне значення опору резистора колекторного навантаження:
R13=0,4∙Еж/ІК0=0,4∙18/1 мА= 7,2 кОм.
Виберемо 6,8 кОм.
Опір резистора емітерної стабілізації:
Ом.
Вибираємо R15 = 2,2 кОм.
Напруга на базі транзистора VT3 по відношенню до загальної шини:
В.
Розраховуємо струм бази транзистора в статичному режимі:
Вибираємо струм дільника базового зміщення та розраховуємо номінальні значення опорів дільника:
мкА.
Вибираємо IД04 = 10 мкА.
кОм.
Вибираємо R11 = 1 МОм.
1084 кОм.
Вибираємо R12 = 1 МОм.
Розраховуємо вхідний опір третього проміжного каскаду:
Ом,
Ом,
Ом.
кОм.
Вихідний опір каскаду:
кОм.
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
А/В.
Необхідна амплітуда вхідного сигналу:
мВ.
Частотні спотворення четвертого каскаду на нижній граничній частоті розподіляємо між конденсаторами С7 та С8:
дБ, МНС6 = 1,023.
=4,35 мкФ.
Вибираємо 4,7 мкФ
Значення ємності блокувального конденсатора С8 в колі емітера визначається з урахуванням місцевого зворотного зв’язку за рахунок додаткового резистора RE:
мкФ.
Вибираємо C11 = 22 мкФ.
2.4. У відповідності з методикою, наведеною в § 6.5, розраховуємо номінальні величини елементів та вибираємо режими роботи другого каскаду. Оскільки його навантаженням є п’ятий каскад, то вихідними даними для подальшого розрахунку є:
кОм;
UH2 = UВХ3 = 0,024 В.
Еж=15 В
Амплітуда струму, яку повинен забезпечити каскад у навантаженні:
=0,024/8,108=2,96мкА
Струм спокою транзистора вибираємо 1 мА.
Номінальне значення опору резистора колекторного навантаження:
=0,4∙15/1 мА= 6 кОм.
ВиберемоR7= 6,8 кОм.
Опір резистора емітерної стабілізації:
Ом.
Вибираємо R9 = 2,2 кОм.
Напруга на базі транзистора VT3 по відношенню до загальної шини:
В.
Розраховуємо струм бази транзистора в статичному режимі:
Вибираємо струм дільника базового зміщення та розраховуємо номінальні значення опорів дільника:
мкА.
Вибираємо IД02 = 10 мкА.
кОм.
Вибираємо R5 = 1 МОм.
1084 кОм.
Вибираємо R6 = 1 МОм.
Розраховуємо вхідний опір другого каскаду:
Ом,
Ом,
Ом.
кОм.
Вихідний опір каскаду:
кОм.
Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:
А/В.
Необхідна амплітуда вхідного сигналу:
мВ.
Частотні спотворення четвертого каскаду на нижній граничній частоті розподіляємо між конденсаторами С7 та С8:
дБ, МНС6 = 1,023.
=3,8 мкФ.
Вибираємо 4,7 мкФ
Значення ємності блокувального конденсатора С8 в колі емітера визначається з урахуванням місцевого зворотного зв’язку за рахунок додаткового резистора RE:
мкФ.
Вибираємо C11 = 22 мкФ.
2.5. У відповідності з методикою, наведеною в § 6.1 вибираємо режими та розраховуємо номінальні величини елементів, що входять до складу вхідного витікового повторювача. Вихідними параметрами для розрахунку вхідного витікового повторювача є:
RH1 = RBXK2 = 8,084 кОм, UH1 = UBXK2 = 0,99 мВ, ЕЖ = 12 В.
Вибираємо струм спокою першого каскаду та розраховуємо опір емітерного навантаження:
мкА.
мкА.
Вибираємо ІСО1 = 1 мА.
=6/0,001=6 кОм,
Вибираємо R3=6,8 кОм
Розраховуємо параметри дільника базового зміщення:
R1=R2>20∙Rдж =68000∙20≈1,5МОм
Вибираємо R1 = R2 =1,5 МОм.
Розраховуємо вхідний опір вхідного емітерного повторювача:
кОм.
кОм > кОм.
Уточнюємо коефіцієнт підсилення першого каскаду за напругою та визначаємо його вихідний опір:
=1/(1+1/(0,005 ∙ 6800))=0,971,
потужність, яка розсіюється на стоку транзистора:
=1∙10-3∙(12 - 1∙10-3∙6800)=5,2∙10-3 Вт.
Для КП313А РСД=120 мВт
Рс<PСД
Розраховуємо частотні спотворення першого каскаду на верхній граничній частоті:
кГц.
кОм.
=0,4 пФ.
, д Б.
Розраховуємо ємність вхідного розділювального конденсатора:
дБ.
нФ
Вибираємо С1 = 0,1 мкФ.
Визначаємо вхідну напругу, яка забезпечує максимальну напругу сигналу на навантаженні:
мВ.
мВ мВ.
Виконання цієї умови дозволяє практично в 2,5 разів зменшити загальний коефіцієнт підсилення за рахунок збільшення місцевого зворотного зв’язку, наприклад, в другому каскаді, або використати в якості резистора R3 змінний опір, при допомозі якого можна регулювати коефіцієнт підсилення в заданих межах.
Розраховуємо частотні спотворення другого каскаду на верхній граничній частоті:
кГц,
Ом,
пФ.
дБ.
Розраховуємо частотні спотворення третього каскаду на верхній граничній частоті:
Гц
дБ
Перевіряємо частотні спотворення підсилювача на верхній граничній частоті:
=0,078дБ+ 2,687 дБ + 1,533 дБ + 0,936 дБ+1,23 дБ + 0,00035 дБ = 6,45535 дБ >МВЗАД = 3 дБ.
Сумарні частотні спотворення на верхній граничній частоті перевищують допустиме значення 3 дБ. Враховуючи величину частотних спотворень на частоті 120 кГц можна зробити висновок, що верхня гранична частота проектованого підсилювача не перевищує 50 кГц. Щоб позбутись цього у підсилювач треба ввести пасивне коло корекції типу форсуючої ланки.
2.6. Розраховуємо номінальні значення опорів резисторів та ємностей фільтрувальних конденсаторів в колі живлення:
кОм.
Вибираємо R4 = 2,7 кОм.
мкФ.
Вибираємо С3 = 50 мкФ.
кОм.
Вибираємо R10 = 1,5 кОм.
.
Вибираємо С4 = 100 мкФ.
R16=(21-18)/IR4+IR10+IК03+ІД03=(21-18)/((2,014+1+0,01)∙10-3) =992 Ом
Вибираємо R16=1 кОм.
С9 = 1,6/(14∙1000)=114 мкФ
Вибираємо С9=100 мкФ.
R22=(24-21)/ IR4+IR10+IR16 +IК04+ІД04=(24-21)/((3,024+2+0,02)∙10-3)=594 кОм
Вибираємо R22=560 Ом.
С12=1,6/(14∙560)=204 мкФ
Вибираємо С12=200 мкФ.
2.7. Нестабільність робочої точки.
Розрахуємо нестабільність положення робочої точки для другого каскаду підсилення за напругою на транзисторі VT3 для прикладу розрахунку підсилювача 12.1 (рис.5.10). Вихідними даними для розрахунку є:
Визначаємо потужність, яка розсіюється на колекторі транзистора
Розраховуємо мінімальну та максимальну температури переходу транзистора:
Визначаємо середнє значення коефіцієнта підсилення транзистора за струмом та допоміжні коефіцієнти:
Розраховуємо максимальне та мінімальне значення зворотного струму переходу база-колектор транзистора:
Визначаємо зміну струму бази транзистора при зміні температури навколишнього середовища:
Визначаємо зміну напруги зміщення транзистора при зміні температури навколишнього середовища:
Розраховуємо зміну струму колектора транзистора при зміні температури навколишнього середовища та визначаємо його відносну нестабільність:
Для зменшення нестабільності положення робочої точки необхідно йти шляхом зменшення опорів резисторів дільника базового зміщення. Зменшення RД в 20 разів практично не вплине на вхідний опір каскаду, а зменшить (ІКО і відносну нестабільність.
Перелік елементів
Позначення
Найменування
К-ть
Примітка
Конденсатори
С1
К10 – 17 – Н30 – 0,1 мкФ ± 20%
1
С2
К50 – 16 – 25В – 4,7 мкФ
1
С3
К50 –35 – 16В – 50 мкФ
1
С4
К50 – 16 – 25В – 4,7 мкФ
1
С5
К50 – 16 – 25В – 22 мкФ
1
С6
К50 –35 – 16В – 100 мкФ
1
С7
К50 – 16 – 25В – 4,7 мкФ
1
С8
К50 – 16 – 25В – 22 мкФ
1
С9
К50 –35 – 50В – 100 мкФ
1
С10
К50 – 16 – 25В – 4,7 мкФ
1
С11
К50 –35 – 50В – 50 мкФ
1
С12
К50 –35 – 50В – 200 мкФ
1
С13
К50 –35 – 50В – 50 мкФ
1
Резистори
R1
C2–23–0,25 – 1,5 МОм ± 5%
1
R2
C2–23–0,25 – 1,5 МОм ± 5%
1
R3
C2–23–0,25 – 6,8 кОм ± 5%
1
R4
C2–23–0,25 – 2,7 кОм ± 5%
1
R5
C2– 23–0,25 – 1 МОм ± 5%
1
R6
C2– 23–0,25 – 1 МОм ± 5%
1
R7
C2– 23–0,25 – 6,8 кОм ± 5%
1
R8
C2– 23–0,25 – 100 Ом ± 5%
1
R9
C2– 23–0,25 – 2,2 кОм ± 5%
1
R10
C2– 23–0,25 – 1,5 кОм ± 5%
1
R11
C2– 23–0,25 – 1 МОм ± 5%
1
R12
C2– 23–0,25 – 1 МОм ± 5%
1
R13
C2– 23–0,25 – 6,8 кОм ± 5%
1
R14
C2– 23–0,25 – 100 Ом ± 5%
1
R15
C2– 23–0,25 – 2,2 кОм ± 5%
1
R16
C2– 23–0,25 – 1 кОм ± 5%
1
R17
C2– 23–0,25 – 680 кОм ± 5%
1
R18
C2– 23–0,25 – 680 кОм ± 5%
1
R19
C2– 23–0,25 – 3,9 кОм ± 5%
1
R20
C2– 23–0,25 – 1,2 кОм ± 5%
1
R21
C2– 23–0,25 – 68 Ом ± 5%
1
R22
C2– 23–0,25 – 560 Ом ± 5%
1
R23
C2– 23–0,25 – 8,2 кОм ± 5%
1
R24
C2– 23–0,25 – 8,2 кОм ± 5%
1
Напівпровідникові елементи
VD1,VD2
Діод KД503А
2
VT1
Транзистор КП313А
1
VT2, VT3, VT4
Транзистор КТ3102В
3
VT5
Транзистор КТ815Б
1
VT6
Транзистор КТ814Б
1
3. Побудова ПНЧ на операційних підсилювачах.
Для побудови попередніх каскадів на операційних підсилювачах виберемо мікросхему К574УД1 з наступними основними параметрами: ЕЖ = ( 15 В; RH = 2 кОм; UH = 15 В; ( = 50 В/мкс; К0 = 50000; FТ = FГР= 10 МГц, Ісп=5 мА.
Визначаємо максимальний коефіцієнт підсилення операційного підсилювача за напругою, який можна отримати на верхній граничній частоті:
Коефіцієнт підсилення вихідного каскаду на транзисторах Кт=0,98.
RВХ3 =6,32 кОм >Rнд =2 кОм.
Кількість каскадів на ОП:
Nоп=lg(K/KT)/lg(K1ОП)=lg(4000/0,98)/lg(86)=1,8;
отже необхідно використати два каскади на операційних підсилювачах.
Повна принципова схема підсилювача низької частоти з використанням операційних підсилювачів наведена на рис. 12.3. Обидва каскади на операційних підсилювачах виконуємо за схемою з послідовним зворотним зв’язком за напругою. Розраховуємо коефіцієнт підсилення кожного каскаду при умові, що вони є рівновеликими:
.
Значення опору резисторів, які з’єднують неінвертуючий вхід операційного підсилювача з загальною шиною вибираємо з умови:
МOм.
Вибираємо R2 = R6 = 1 МOм.
З метою забезпечення мінімального дрейфу вихідного сигналу:
R4 = R8 = R2 = 1МOм.
Резистори R1 та R5 захищають входи операційних підсилювачів від перевантаження в момент ввімкнення схеми. У відповідності з рекомендаціями по використанню операційних підсилювачів опори цих резисторів вибирають в межах 2...20 кОм.
Вибираємо R1 = R5 = 10 кОм.
У відповідності з методикою, наведеною в §8 загальний коефіцієнт підсилення за напругою одного каскаду на операційному підсилювачі з урахуванням дії місцевого від’ємного зв’язку визначається так:
.
З цієї рівності визначаємо значення опору резистора R3, який забезпечує необхідний коефіцієнт підсилення каскаду:
кОм.
Вибираємо R3 = R7 = 13 кОм.
Розподіляємо частотні спотворення на нижній граничній частоті між розділювальними та блокувальними конденсаторами. Частотні спотворення для конденсаторів С6 та С8 враховані при розрахунку МНС6 = МНС8ДБ = 0,75 дБ. Допустимі частотні спотворення на нижній граничній частоті становлять МНДБ = 3 дБ. Залишок допустимих частотних спотворень розподіляємо між конденсаторами С1, С2, С3 та С4:
дБ,
.
Розраховуємо номінальні значення ємностей розділювальних конденсаторів:
Вибираємо С1 = 0,047 мкФ.
мкФ.
Вибираємо С2 = С4 = 2,2 мкФ.
мкФ.
Вибираємо С3 = 0,047 мкФ
У відповідності з (8.9) при відомій граничній частоті підсилення FB = 120 кГц та амплітуді вихідного сигналу операційного підсилювача UH3 = 10,2 В визначаємо, яку швидкість наростання повинен мати використовуваний операційний підсилювач:
В/мкс.
Вибраний операційний підсилювач має швидкість наростання вихідного сигналу ( = 50В/мкс, яка є більшою від розрахованої, тому його можна використовувати в проектованій схемі.
Вихідний каскад залишається таким, як у п.2.1.
Рис. 3.1.Повна схема ПНЧ на операційних підсилювачах.
Перелік елементів:
Позначення
Найменування
К-ть
Примітка
Конденсатори
С1
К10 – 17 – Н30 – 0,047 мкФ ± 20%
1
С2
К50 – 16 – 25В – 2,2 мкФ
1
С3
К10 – 17 – Н30 – 0,047 мкФ ± 20%
1
С4
К50 – 16 – 25В – 2,2 мкФ
1
С12
К50 –35 – 50В – 200 мкФ
1
С13
К50 –35 – 50В – 50 мкФ
1
Напівпровідникові елементи
DА1, DA2
Мікросхема К574УД1
2
VD1
Діод KД503А
1
VT5
Транзистор КТ815В
1
VT6
Транзистор КП814Б
1
Резистори
R1
C2–23–0,25 – 10 кОм ± 5%
1
R2
C2–23–0,25 – 1 МОм ± 5%
1
R3
C2–23–0,25 – 1 МОм ± 5%
1
R4
C2–23–0,25 – 1 МОм ± 5%
1
R5
C2–23–2 – 10 кОм ± 5%
1
R23
C2–23–0,25 – 8,2 кОм ± 5%
1
R24
C2–23–0,25 – 8,2 кОм ± 5%
1
Висновок: підсилювач низьких частот краще робити на операційних підсилювачах. На дискретних елементах не вдалось забезпечити потрібну смугу пропускання. На ОП простіше реалізувати зворотні зв’язки і кола корекції а також схема на ОП потребує менше елементів і менше коштів. Порахувавши схему на ОП я перевірив, що вона повністю задовольняє вимоги технічного завдання.
Література:
1. Володимир Іванович Шклярський, Іван Ількович Блажкевич
„Проектування підсилювачів низької частоти” методичні вказівки до курсової роботи з дисципліни "Аналогові електронні пристрої” для студентів базового напрямку 6.0907 – “Радіотехніка” ”
2. Дж. Ленк „Справочник по проектировнию электронных схем” Київ „Техніка” 1979.
Ділись своїми роботами та отримуй миттєві бонуси!
0%
Оголошення від адміністратора