Подякувати Студентському архіву довільною сумою
Admin
26.02.2023 12:38
Дякуємо, що користуєтесь нашим архівом!
ГЕНЕРАТОР ГАРМОНІЧНИХ КОЛИВАНЬ
Інформація про навчальний заклад
ВУЗ:
Національний університет Львівська політехніка
Інститут:
Не вказано
Факультет:
Не вказано
Кафедра:
Захист інформації
Інформація про роботу
Рік:
2009
Тип роботи:
Курсова робота
Предмет:
Електроніка та мікросхемотехніка
Група:
ІБ-35
Частина тексту файла (без зображень, графіків і формул):
МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ
НАЦІОНАЛЬНИЙ УНІВЕРСИТЕТ “ЛЬВІВСЬКА ПОЛІТЕХНІКА”
ІКТА кафедра «Захист інформації»
КУРСОВА РОБОТА
з дисципліни
„Електроніка та мікросхемотехніка”
на тему:
«ГЕНЕРАТОР ГАРМОНІЧНИХ КОЛИВАНЬ»
ЛЬВІВ – 2009 р.
ЗМІСТ
Технічне завдання.
Вступ.
Теоретичні відомості.
4.1. Розрахунок елементів генератора з мостом Віна.
4.2. Розрахунок схеми стабілізації амплітуди вихідної напруги.
4.3. Розрахунок схеми регулювання вихідної напруги.
4.4. Розрахунок температурної нестабільності частоти генератора.
4.5. Розрахунок підсилювача потужності.
5. Використана література.
6. Додатки.
1. ТЕХНІЧНЕ ЗАВДАННЯ
Тема №3. Генератор гармонічних коливань
№ варіанту
f (Гц)
f (кГц)
(%)
U (В)
R (Ом)
K (%)
Д (дБ)
Тос (°С)
11.
5
0,5
1
40
500
0,5
40
+10 ÷ +50
2. Вступ
Найчастіше низькочастотні RC(генератори виконуються на базі операційних підсилювачів, охоплених колами додатного і від’ємного зворотного зв’язку з використанням фазоповертаючих RC(ланок. Для забезпечення самозбудження RC(генератора необхідно на вхід підсилювача РП (рис. 1) подавати частину вихідної напруги, яка рівна вхідній і збігається з нею за фазою. Для отримання гармонічних синусоїдальних коливань необхідно, щоб ці умови виконувалися на одній частоті і різко порушувалися на всіх інших частотах.
Це завдання вирішується з допомогою фазоповертаючої ланки (ФПЛ), яка складається з декількох RC(ланок, що служать для повороту фази вихідної напруги підсилювача на певний кут. Такими ланками можуть служити диференцюючі або інтегруючі RC−ланки, пасивні смугові RC−фільтри, подвійні Т−подібні фільтри або інтегратори на основі операційних підсилювачів.
На рис. 2 приведена схема пасивного смугового. Він складається з послідовного з’єднання фільтрів верхніх і нижніх частот. Модуль коефіцієнта передачі RC−фільтра і фазовий зсув описуються виразами
.
Частотна і фазова характеристики показані на рис. 3, де
− частота резонансу ланки.
Добротність такого фільтра невелика і крутизна фазочастотної характеристики поблизу резонансної частоти мала, тому нестабільність частоти генератора на основі такого фільтра велика.
Якщо смуговий фільтр доповнити резисторами R1 і 0,5R1 то одержимо схему, яка називається мостом Віна (рис.4).
Модуль коефіцієнта передачі моста Віна і фазовий зсув описуються виразами
Частотна і фазова характеристики моста Віна показані на рис. 5.
Вихідна напруга моста Віна (рис. 5а) на резонансній частоті дорівнює нулю, тому він не може бути використаним безпосередньо у схемах генераторів. Тому у схемах генераторів дещо розстроюють: величину нижнього опору вибирають рівною R1/(2+ε), де ε − додатне число, яке значно менше від одиниці. У цьому випадку на резонансній частоті коефіцієнт передачі моста дорівнює
При ε = 0 на частоті f0 фаза напруги стрибком змінюється на 1800 (рис. 5б). Зміна фази умовно показана штриховою лінією. При ε > 0 фазова характеристика описується виразом
На рис. 5б для випадку ε = 0,01 ця залежність показана пунктирною лінією. У дуже малому частотному діапазоні фаза вихідної напруги змінюється в межах від − 900 до + 900, і цей діапазон тим вужчий, чим менше значення ε. При малих значеннях ε нестабільність частоти генератора практично визначається температурною залежністю значень номіналів елементів R і С моста Віна.
Теоретичні відомості.
Електронні генератори – це пристрої, призначені для перетворення енергії джерела постійного струму в енергію незатухальних коливань необхідної форми, частоти та потужності.
За принципом роботи розрізняють генератори із самозбудженням (автогенератори) і генератори із зовнішнім збудженням, які по суті є підсилювачами потужності високої частоти. Електронні автогенератори поділяються на автогенератори синусоїдальних (гармонічних) коливань і автогенератори коливань несинусоїдальної форми, які називаються релаксаційними (імпульсними) автогенераторами.
Генератори гармонічних коливань мають активний елемент, який охоплений додатним частотно-вибірковим зворотним зв’язком. Як активні елементи використовуються транзистори, операційні підсилювачі, діоди з ділянкою з від’ємним диференціальним опором. Як частотно-вибіркові кола (чотириполюсники) (ЧВЧ) використовують резонансні LC-контури, кварцові резонатори, RC- і RL-кола. За типом частотно-вибіркових ланок генератори розділяються на LC-, RC-, RL-генератори.
З конструктивних міркувань на високих частотах в основному застосовують LC–генератори. На низьких частотах – RC–генератори за напруг живлення 4 В і вище. На низьких та інфранизьких частотах за напруг живлення 1 В ефективніші RL- і RLM–генератори.
Як уже згадувалось, генератори гармонічних коливань зазвичай мають підсилювальний каскад, охоплений додатним частотно-вибірковим зворотним зв’язком, який забезпечує стійкий режим самозбудження на заданій частоті. На рис.1 зображена структурна схема генератора синусоїдальних коливань, де і позначені у вигляді комплексних величин, у чому враховується їх залежність від частоти. Надалі це матиметься на увазі, але запис для цих параметрів буде здійснюватись у звичайному вигляді.
Для роботи електронного пристрою в режимі автогенерації необхідне виконання двох умов. Ці умови можна записати в такому вигляді:
, (1)
, (2) де (K, (( – фазові зсуви, що вносяться підсилювачем і колом зворотного зв’язку відповідно; n – ціле число.
Рис.6. Структурна схема генератора синусоїдальних коливань
Для виникнення генерації необхідно, щоб сигнал, що поступає на вхід по колу зворотного зв’язку, був більшим від початкового сигналу на вході пристрою, тобто . Ця умова дозволяє первинним змінам струмів та напруг (які з’явились при під’єднанні пристрою до джерела живлення) здійснити необхідне наростання. Умова визначає усталений режим генерації, в якому сигнали на виході та на вході генератора дорівнюють своїм усталеним значенням, тобто коефіцієнт підсилення компенсується коефіцієнтом передачі зворотного зв’язку.
Широке розповсюдження на практиці отримали так звані триточкові схеми з автотрансформаторним і ємнісним зв’язком (рис.7).
Режим за постійним струмом і його термостабілізація здійснюється в таких схемах за рахунок елементів, аналогічних елементам, які використовувались у підсилювальних каскадах(наприклад у схемі зі спільним емітером). Реактивний опір конденсатора зворотного зв’язку С на частоті генерації малий.
В індуктивній триточковій схемі (рис.7,а), відомій в літературі під назвою схеми Хартлея, секціонована індуктивна гілка коливального контуру, спільна точка якої через нульовий опір джерела живлення для змінної складової струму приєднана до емітера. Зворотний зв’язок між індуктивностями L1 і L2 здійснюється з врахуванням взаємоіндуктивності М.
Рис.7. LC-автогенератори з індуктивною триточкою ( а); ємнісною триточкою (б)
Оскільки знаки миттєвих напруг на L1 і L2 відносно середньої точки протилежні (зсув за фазою 180(), а підсилювальний каскад перевертає фазу також на 180(, то зворотний зв’язок буде додатним і умова балансу фаз виконується.
Ємнісна триточка (схема Колпітца) (рис.7,б) містить в ємнісній гілці коливального контуру два конденсатори С1 і С2. Напруга зворотного зв’язку з останнього надходить у вхідне коло підсилювальної ланки. При увімкненні конденсаторів полярності миттєвих напруг на їхній обкладках відносно спільної точки протилежні. Підсилювальний каскад також зсуває фазу на 180(. Це обумовлює додатний зворотній зв’язок і виконання умови балансу фаз.
Застосування генераторів з коливальними контурами для генерування коливань із частотами меншими, ніж 15–20 кГц є утрудненим і незручним із-за великих габаритів контурів. Для цієї мети використовуються генератори типу RC, у яких замість коливального контуру використовуються вибіркові RC–фільтри. Генератори RC–типу можуть генерувати достатньо стабільні синусоїдальні коливання в порівняно широкому діапазоні частот – від часток герца до сотень кГц, і мають малі габарити і масу.
Генератори RC-типу складаються із частотно-вибіркового чотириполюсника (ЧВЧ) на R і C-елементах і, у залежності від зсуву фази на квазірезонансній частоті, який він створює, інвертувального або неінвертувального підсилювача.
Для самозбудження підсилювача, тобто для перетворення первинно виниклих коливань у незатухальні, необхідно на вхід підсилювача подавати частину вихідної напруги, що перевищує вхідну напругу або дорівнює їй за величиною, і таку, що співпадає з нею за фазою, тобто охопити підсилювач додатним зворотним зв’язком достатньої глибини. При безпосередньому з’єднанні виходу підсилювача з його входом відбувається самозбудження, однак форма генерованих коливань буде різко відрізнятись від синусоїдальної, оскільки умова самозбудження буде одночасно виконуватись для коливань багатьох частот. Для отримання синусоїдальних коливань необхідно, щоб умови балансу фаз і амплітуд виконувались тільки на певній частоті і різко порушувались на всіх інших частотах.
Частотно-вибіркові RC-чотириполюсники зі зсувом фази на 180( є ланцюжковими колами, які складаються з послідовно увімкнених Г-видних ланок з резисторами R в одних однойменних плечах ланок і конденсаторами C – в інших (рис.8). Зміна фази залежить від кількості ланок n і дорівнює:
. (3)
Із-за того, що одна ланка RC змінює фазу на кут (<90(, мінімальна кількість ланок фазообертального кола n=3. У практичних схемах генераторів зазвичай використовують триланкові (чотириланкові) фазообертальні кола, оскільки подальше збільшення кількості ланок не дає суттєвих переваг.
Існують два варіанти таких кіл, які отримали назву відповідно R–паралель (рис.8,а,б) та C–паралель (рис.8,в,г).
Рис.8. Ланцюжкові триланкові частотно-вибіркові RC-чотириполюсники зі зсувом фази на 180(: R–паралель, фазуюча напругу (а) і струм (б); С–паралель, фазуюча напругу (в) і струм (г)
Мультивібратори – це релаксаційні автогенератори напруги прямокутної форми (релаксаційний – такий, що різко відрізняється від гармонійного – синусоїдного; автогенератор – пристрій, що генерує незатухаючі коливання без запуску ззовні і не має стійких станів).
Найчастіше мультивібратори працюють у автоколивальному режимі, коли мультивібратор має два нестійких (квазісталих) стани рівноваги і переходить з одного стану в інший самочинно під впливом внутрішніх перехідних процесів. У такому режимі мультивібратор використовується як генератор прямокутної напруги.
В режимі очікування мультивібратор має один сталий і один квазісталий стани рівноваги. Зазвичай він знаходиться у сталому стані і переходить до квазісталого під дією зовнішнього електричного сигналу. Час перебування у квазісталому стані визначається внутрішніми процесами в схемі мультивібратора. Такі мультивібратори використовуються для формування імпульсів напруги необхідної тривалості, а також для затримки імпульсів на визначений час.
У режимі синхронізації використовується мультивібратор, що працює в автоколивальному режимі, але його перехід із одного стану в інший забезпечується зовнішньою синхронізуючою напругою. Для його нормальної роботи у цьому режимі необхідно, щоб частота синхронізуючого сигналу перевищувала частоту власних коливань. В результаті частота коливань мультивібратора практично не залежить від дестабілізуючих факторів. Використовуються такі мультивібратори для створення генераторів стабільної частоти і при керуванні складними електронними пристроями, робота яких синхронізована якоюсь зовнішньою дією.
Мультивібратори можуть бути виконані на транзисторах, операційних підсилювачах і цифрових елементах.
Рис. 9. – Мультивібратор з колекторно-базовими зв`язками
Симетричний мультивібратор являє собою релаксаційний автогенератор напруги прямокутної форми, що генерує незатухаючі коливання без запуску ззовні.
На рис. 9 зображена схема мультивібратора на біполяр-них транзисторах, який виконано за симетричною схемою з колекторно-базовими зв’язка-ми.
Мультивібратор складається з двох каскадів підсилення з СЕ (наприклад, VТ1, RК1, RБ1).
Для забезпечення позитивного зворотного зв’язку, що за його рахунок мультивібратор самозбуджується, вихідна напруга кожного з каскадів подається на вхід іншого.
Симетричність означає ідентичність параметрів симетрично розташованих елементів схеми.
Мультивібратор має два тимчасово сталих (квазісталих) стани, коли один із транзисторів закритий, а другий відкритий. Транзистори працюють у ключовому режимі.
Уявимо, що початковий стан мультивібратора такий: транзистор VТ1 знаходиться у режимі насичення (відкритий), а VТ2 – у режимі відтинання (закритий). При цьому і надалі:
1) через VT1 і RК1 від ЕК протікає колекторний струм насичення ІК1;
2) через RБ1 і база-емітерний перехід VT1 протікає струм бази ІБ1, що утримує цей транзистор у режимі насичення;
3) конденсатор СБ1 швидко заряджається струмом І1зар від ЕК через RК2 і база-емітерний перехід VT1;
4) конденсатор СБ2, заряджений із вказаною на схемі полярністю до напруги ЕК (у попередньому такті роботи), через відкритий транзистор VT1 підімкнений до нульової точки, з-за чого через нього протікає струм І2розр від ЕК через RБ1; цей струм намагається перезарядити СБ2 від напруги мінус ЕК до напруги +ЕК, а негативна напруга з СБ2 подається на базу транзистора VТ2 відносно його емітера і утримує транзистор у закритому стані;
5) процес перезаряду конденсатора СБ2 триває доти, доки напруга на ньому не перетне нульового рівня і не стане вищою за граничну напругу база-емітерного переходу транзистора VT2 (UБЕнас ≈ 0,6 В), після чого потече базовий струм VT2 і він почне відкриватися;
6) через VТ2, що перейшов у активний режим, конденсатор СБ1 обкладкою «+» підмикається до нульової точки, і негативна напруга з СБ2 подається на базу VT1 відносно його емітера, закриваючи транзистор;
7) як тільки VT1 починає закриватися, збільшується позитивна напруга на його колекторі і починає заряджатися СБ2 від ЕК через RК1 і база-емітерний перехід VT2, за рахунок чого останній відкривається ще більше – діє позитивний зворотний зв’язок. У результаті цього розвивається лавиноподібний регенеративний процес, після закінчення якого VT1 повністю закривається, а VT2 відкривається і мультивібратор переходить до свого другого квазісталого стану.
Далі процеси протікають аналогічно, тільки тепер заряджається СБ2, а перезаряджається СБ1.
Таким чином, робота схеми забезпечується за рахунок автоматичної комутації конденсаторів ключами-транзисторами.
4.1. Розрахунок елементів генератора з мостом Віна
На основі аналізу технічного завдання складаємо структурну схему генератора. Для забезпечення синусоїдальної форми вихідної напруги самого генератора Віна, у його склад необхідно ввести вузол стабілізації рівня цієї напруги. Оскільки вихідна напруга і потужність генератора Віна менші від заданих технічним завданням і рівень їх не регулюється, то у схему слід ввести регулятор вихідної напруги, підсилювач потужності і джерело живлення. Рекомендована структурна схема приведена на рис. 10.
Розрахунок починаємо з вибору типу інтегрального операційного підсилювача виходячи з таких умов
де - максимальна додатна і від'ємна напруги на виході операційного підсилювача.
У моєму завданні Uвих=40 В;
Uвих.т= Uвих·=40·≈56.6 В;
Оскільки операційного підсилювача, який би задовольняв вказану вище умову не має я використаю підсилювальний каскад.
Максимальна швидкість наростання вихідної напруги операційного підсилювача повинна задовольняти таку вимогу
fв=500 Гц;
Vmax≥2·3.14·500·56.6; 2·3.14·500·56.6=177 724 В/c≈0.18 В/мкс;
Vmax≥0.18 В/мкс;
Задаємося значенням ε у межах 0,01 ... 0,02.
Візьмемо ε=0.02;
Мінімальне значення коефіцієнта підсилення
Ku0min˃=450;
Вибираємо інтегральний операційний підсилювач з одержаних умов – К140UD6 і використовуємо такі його електричні параметри:
Швидкість наростання вихідної напруги Vmax=2 В/мкс.
Коефіцієнт підсилення Кu0=3 000.
Мінімальний опір навантаження Rн.min=1 500 Ом.
Максимальна вихідна напруга =±11 В.
Температурний дрейф напруги зміщення (Uзм/(T=20 мкВ/оС.
Напруга живлення =±15 В.
Спрощений варіант побудови генератора Віна зі стабілізатором амплітуди вихідної напруги приведено на рис. 7.
Визначають коефіцієнт перекриття діапазону частот генератора
kf = fв /fн.
fн=5 Гц; fв=500 Гц;
kf =500/5=100.
Для симетричного моста Віна R1 + R2 = R3 + R4 = R, C1 = C2 = C, тому частота квазірезонансу буде дорівнювати
(1)
1/(2·3.14·500·270)
C=1.2 мкФ;
1/(2·3.14·500·1.2·10-6)≈265 Гц.
Одночасно повинна виконуватися умова R1=R3, R2=R4.
Визначаємо мінімальне значення вхідного опору Zвх min моста Віна. Цей опір не повинен перевантажувати вихідне коло підсилювального каскаду операційного підсилювача, тобто повинна виконуватися умова
.
Rн min=500 Ом;
Zвх. min˃500 Ом.
Визначаємо мінімальне значення опору одного плеча моста Віна
R≥250 Ом;
Rmin=R=270 Ом – найближче значення зі стандартного ряду.
Вибираємо номінальні значення резисторів R2 = R4= Rmin=270 Ом.
Якщо коефіцієнт перекриття частоти генератора , то весь діапазон зміни частоти розбивається на два або три піддіапазони з однаковими коефіцієнтами перекриття частоти піддіапазонів Кпд і визначають верхню fвпд і нижню fнпд частоти піддіапазонів.
Кпд=3.16;
fнпд1=50 Гц; fвпд1=158 Гц;
fнпд2=158 Гц; fвпд2=500 Гц.
Змінний резистор (потенціометр), призначений для плавного регулювання частоти, повинен бути здвоєним, щоб забезпечувати одночасну зміну опорів кожного з плеч моста Віна
R1≥ (3.16 - 1)·270;
R1≥583.2 Ом
R1=620 Ом – зі стандартного ряду.
Вибираємо номінальні значення опорів потенціометрів R1 = R3=620 Ом. Для забезпечення запасу перекриття частоти значення опорів потенціометрів повинно бути близьким але не меншим від значення
Розраховані значення величини опорів резисторів і потенціометрів для кожного піддіапазону залишаються однаковими, і для кожного піддіапазону розраховуються свої ємності С1 і С2, які комутуються за допомогою перемикача піддіапазонів.
Знаходимо значення ємностей конденсаторів С1 = С2 = Спд для верхніх частот fвпд кожного з піддіапазонів
Перший піддіапазон:
С1=С2≤1/(2·3.14·158·270);
С1=С2≤3.7 мкФ;
С1=С2=3.6 мкФ.
Другий піддіапазон:
С1=С2≤1/(2·3.14·500·270);
С1=С2≤1.2 мкФ;
С1=С2=1.2 мкФ.
Рис. 10. Варіант побудови генератора на мості Віна
4.2 Розрахунок схеми стабілізації амплітуди вихідної напруги
Якщо не прийняти мір для стабілізації амплітуди вихідної напруги генератора, то ця напруга зростає аж до обмеження і форма напруги стає близькою до прямокутної з амплітудою, яка дорівнює . Тому генератор охоплюють колом інерційного нелінійного зворотного зв’язку, яке складається зі з’єднаного з виходом генератора дільника напруги R5R6 і опору каналу польового транзистора VT1. Одночасно ці елементи утворюють плече моста Віна. Опір такого дільника між інвертуючим входом операційного підсилювача DA1 і спільною шиною в момент включення є невеликим, що забезпечує умову надійного самозбудження генератора. Протягом певного часу опір каналу польового транзистора VT1 зрпостає, глибина зворотного зв’язку збільшується і коефіцієнт підсилення операційного підсилювача зменшується до значення і амплітуда вихідної поступово зменшується до заданого рівня, який визначається параметрами кола зворотного зв’язку. Якщо напруга стає меншою від цього рівня, глибина зв’язку зменшується, тому вихідна напруга стабілізується на заданому рівні і її форма стає синусоїдною.
У простішому випадку в колі інерційного нелінійного зворотного зв’язку замість польового транзистора використовуються такі інерційні термозалежні елементи, як термістори або мініатюрні лампи розжарення, опір яких нелінійно збільшується разом з нагрівом їх вихідною напругою генератора. У наведеній схемі автоматичне регулювання глибини зворотного зв’язку здійснюється зміною опору польового транзистора VT1 випрямленою діодом VD1 вихідною напругою генератора. Ця напруга порівнюється з від’ємною постійною опорною напругою, яка знімається з потенціометра Rп і підсилюється в схемі додавання СД і через фільтр низьких частот RфCф подається на затвор VT1. Для забезпечення малих нелінійних спотворень вихідної напруги постійна часу фільтра повинна бути значно більшою від періоду найнижчої генерованої частоти. Амплітуда вихідної напруги встановлюється потенціометром Rп.
Для ефективного регулювання вибирається польовий транзистор VT1 з p−n переходом і каналом n−типу з малою напругою порогу Uп (Uп має від’ємне значення) і малим початковим струмом IC0. Якщо у довіднику приводяться максимальні і мінімальні значення цих параметрів, то для розрахунків приймаємо
.
.
Я обираю польовий транзистор КП303А з такими параметрами:
Uп=-1 В;
Iсо =1.5 мА.
Опір між витоком і стоком транзистора визначається виразом
.
RТ=12/(2·1.5·10-3(-0.7 + 1));
RТ≈1 111 Ом.
Мінімальне значення цього опору дорівнює опору відкритого транзистора RT0, яке визначається при нульовій напрузі на заслон UЗ = 0.
.
RТ0=1/(2·1.5·10-3);
RТ0≈333 Ом
Вибираємо значення R6 в межах 20...50 кОм.
R6=30 кОм.
Для забезпечення виникнення самозбудження вибираємо
.
R5˃2(R6+ RТ0)
R5˃2(30000+333);
R5˃60 666 Ом;
R5=62 кОм.
У цьому випадку при включенні генератора транзистор відкритий, Ku0min > 9/ε, генератор збуджується і напруга на заслоні починає закривати транзистор збільшуючи його опір до значення
=1 кОм
При цьому напруга на виході генератора стабілізується, її форма стає синусоїдною і напруга на затворі транзистора дорівнює
.
Спрощена принципова схема RC-генератора Віна приведена на рис. 11
Для обмеження струму через затвор транзистора при включенні генератора вибираємо величину R12 рівною (200...300) кОм.
R12=200 Ом.
Рис.11. Спрощена принципова схема RC-генератора Віна на операційному підсилювачі
4.3. Розрахунок схеми регулювання вихідної напруги
Величину опору навантаження випрямляча вибираємо з умови
.
R8=2·500=1000 Ом
Для випрямлення вихідної напруги використаємо низькочастотний кремнієвий діод, у якого допустима обернена напруга Uоб > Еж і середній допустимий прямий струм Ідоп > Еж/R8.
Як правило, напруга живлення операційних підсилювачів Еж не перевищує ±15 В, а максимальна амплітуда вихідної напруги ±(10...12) В. З урахуванням дії схеми стабілізації вихідної напруги генератора напругу на виході DA1 вибираємо рівною Uвихм1 = 5...7 В.
Uвихм1 = 5 В.
Для однопівперіодного випрямляча середнє значення випрямленої напруги дорівнює
.
U==5≈1.6 В
Схему додавання випрямленої і опорної напруги використаємо однакові резистори R9=R11.
Для забезпечення стабілізації вихідної напруги операційного підсилювача DA1 визначаємо величину опорної напруги, для чого використаємо подільник напруги R13R14. Вихідна напруга подільника і середнє значення випрямленої напруги порівнюються між собою за допомогою резисторів R9 і R11 і через операційний підсилювач DA2 підсилена різниця цих напруг подається на затвор транзистора. Як правило, операційний підсилювач DA2 вибирають такого типу, як і DA1.
Приймемо, що R14 дорівнює декільком одиницям кОм і значення R9 = R11 = (3 ... 5)R8.
R14=3 кОм;
R9 = R11 = 5·1000=5 кОм.
Тоді напруга на резисторі R14 повинна дорівнювати
.
Е=-5/3.14≈-1.6 В.
Величина резистора
де
Rе=5000·3000/(5000+3000)=1875 Ом.
Для того, щоби здійснити ефективне регулювання вихідної напруги і система автоматичного регулювання вихідної напруги не вносила нелінійних спотворень, вибираємо
R10 = (15…30) R9 ;
R10 = 20·5000=100 кОм.
.
С4˃10/(100 000·50);
С4˃2 мкФ;
С4=2.2 мкФ.
Додаткове зменшення нелінійних спотворень досягається використанням коректуючої ланки С3=22 нФ R7=470 кОм.
4.4.Розрахунок температурної нестабільності частоти генератора
Температурна нестабільність частоти генератора в основному визначається відносною нестабільністю резисторів і конденсаторів моста Віна. Тому для побудови високостабільного генератора слід вибирати елементи моста з мінімальним значенням температурних коефіцієнтів опору δR і ємності δC.
Абсолютне значення нестабільності частоти
265(50-10)≈750 Гц.
Абсолютне значення нестабільності частоти слід визначити на максимальній частоті кожного піддіапазону, оскільки типи конденсаторів для кожного піддіапазону можуть бути різними з різними значеннями температурних коефіцієнтів ємності.
Для першого піддіапазону:
158(50-10)≈447 Гц.
Для другого під діапазону:
500(50-10)≈1414 Гц.
Відносне значення нестабільності частоти
(50-10)≈0.2 %
4.5. Розрахунок підсилювача потужності
За технічним завданням вихідна потужність генератора і амплітуда вихідної напруги генератора повинні бути більшими від потужності і амплітуди вихідної напруги, яку може забезпечити операційний підсилювач DA1. Тому у генераторі необхідно використати вихідний додатковий підсилювач потужності. У цьому підсилювачі можна використати операційний підсилювач. Схеми таких підсилювачів приведені на рис. 12. На рис. 12а показано схему неінвертуючого підсилювача, який складається з операційного підсилювача DA1 і комплементарної пари транзисторів VT1 і VT2, охоплених від’ємним зворотним зв’язком через резистори R1 і R3. Діоди DD1 і DD2 служать для усунення спотворень типу “сходинка”. Регулювання рівня вихідної напруги здійснюється потенціометром R2. Схема на рис. 12б відрізняється від попередньої наявністю спарених транзисторів VT1VT3 і VT2VT4. Таке включення дозволяє отримати більшу потужність на його виході.
Операційний підсилювач вибираємо такого типу, як і у попередніх випадках, а саме К140UD6.
Визначаємо амплітудне значення струму в навантаженні, яке повинен забезпечити комплементарний повторювач
=40/500=0.08 А.
Необхідне підсилення за струмом вихідного каскаду
.
˃255/500;
˃0.51.
Для схеми рис. 9а необхідно виконати умову , для схеми рис. 9б - .
Вибираємо комплементарну пару вихідних транзисторів, у яких допустимий середній струм колектора Ікдоп > Ін.т і β > βН. Якщо останню умову не можна виконати, то необхідно застосувати схему рис. 9б і додатково вибрати малопотужну комплементарну пару транзисторів, які включаються перед вихідними.
Вибираємо транзистори КТ814А і КТ815А.
Напругу живлення підсилювача потужності вибираємо стандартну для операційних підсилювачів Еп = ± 15 В.
Визначаємо величини резисторів зміщення
.
=0.51(40-15)/0.08≈160 Ом
Коефіцієнт підсилення підсилювача потужності
.
40/1=40
Вибираємо значення R1 в межах декількох кОм і визначаємо
R1=3 кОм
.
R3=(40-1)3000=117 кОм
Оскільки вхідний опір неінвертуючого входу DA1 дуже великий, то ним нехтуємо і для регулювання вихідної напруги генератора вибираємо потенціометр R2 величиною перших десятків кОм.
R2=20 кОМ
Величина конденсатора С1 вибирається з умови
.
С1˃˃1/(2·3.14·50·20000)
С1˃˃0.16 мкФ
а)
б)
Рис. 12. Спрощені принципові схема підсилювачів потужності на операційному підсилювачі
Література
Воейков Д.Д. Конструирование низкочастотных генераторов. - М.: Энергия, 1964.
Бондаренко В.Г. RC-генераторы синусоидальных колебаний на транзисторах. - М.: Связь, 1976.
Герасимов С.М. Расчет полупроводниковых усилителей и генераторов. - Киев: Вища школа, 1961.
Вавилов А.А., Солодовников А.И., Шнайдер В.В. Низкочастотные измерительные генераторы. - Л.: Энергоатомиздат, 1985.
Акулов И.И., Теория и расчет основных радиотехнических схем на транзисторах. - М.: Радио, 1963.
Гершунский Б.С. Справочник по расчету электронных схем. - Киев: Вища школа, 1983.
Розевинг В.Д. Система проектирования печатных плат ACCEL EDA 15 (P−CAD 2000). − М.: «Солон−Р», 2001.
Розевинг В.Д. Система схемотехнического моделирования Micro−Cap V. − М.: «Солон−Р», 2001.
Карлащук В.И. Электронная лаборатория на IBM PC. Лабораторнный практикум на базе Electronics Workbench и MATLAB. − М.: «Солон−Р», 2004.
Методичні розробки
Методичні вказівки до курсового проекту з навчальної дисципліни “Електроніка та схемотехніка” для студентів базового напряму “Інформаційна безпека” / Укл. О.С. Вітер.−.Львів. Вид. НУ “ЛП”, 2005.
Методичні вказівки до розрахункової роботи з навчальної дисципліни “Електроніка та схемотехніка” для студентів базового напряму “Інформаційна безпека” / Укл. О.С. Вітер.−.Львів. Вид. НУ “ЛП”, 2005. (стор. 62 − 67)
Проектування підсилювачів низької частоти. − Методичні вказівки до курсової роботи з дисципліни “Аналогові електронні пристрої” для студентів базового напрямку “Радіотехніка”./ Уклали: І.І. Блажкевич, В.І. Шклярський. − Львів. Вид. НУ “ЛП”, 2005.
Додаток 1
Додаток 2
Перелік розрахованих елементів
Позначення
Найменування
К-ть
Примітка
Конденсатори
С1
К50 –35 – 16В – 3.6 мкФ
1
С2
К50 – 16 – 25В – 3.6 мкФ
1
С3
К10 – 17 – Н30 – 22 нФ ± 20%
1
С4
К10 – 23 – М1500 – 2.2 мкФ±10%
1
Мікросхеми
DА1
Мікросхема К140УД815
1
Резистори
R1
C2–23–0,25 – 620 Ом ± 5%
1
R2
C2–23–0,25 – 270 Ом ± 5%
1
R3
CП3–38–0,25 – 620 Ом ± 20%
1
R4
СП5–16ТА–0,25 – 270 Ом ± 20%
1
R5
C2– 23–2 – 62 кОм ± 5%
1
R6
30 кОм
1
R7
470 кОм
1
R8
1 кОм
1
R9
5 кОм
1
R10
100 кОм
1
Напівпровідникові елементи
VD1
Діод KД503А
1
VT1
Транзистор КТ814А
1
VT2
Транзистор КТ815А
1
Ділись своїми роботами та отримуй миттєві бонуси!
0%
Оголошення від адміністратора